前几篇文章中讨论的技术可以帮助我们理解和解决在用于放大光电二极管信号的公共电路中观察到的稳定性问题。
本系列前面的文章
- 消极反馈，第1部分:一般结构和基本概念
- 负反馈，第2部分：提高增益灵敏度和带宽
- 316207负反馈，第3部分:改善噪声，线性和阻抗
- 负面反馈，第4部分:稳定性介绍325
- 负反馈，第5部分:增益边际和相位边际326
- 负反馈，第6部分：新的和改进的稳定性分析
- 负反馈，第7部分:频率相关反馈327
支持信息
这样，如果你想思考一般的反馈结构，你就不必切换页面，以下是第一篇文章中给出的图表:
即使是内部补偿的OP-AMP也可以振荡
如今，没有多少工程师会在设计中加入明显不稳定的离散BJT放大器。这使生活不那么激动人心，尽管有些稳定，因为大多数运放内部补偿到一点，他们有足够的相位裕度，即使闭环增益统一(即，β= 1).内部补偿当然很方便，特别是对于那些在稳定性问题上没有太多经验的工程师。但它也鼓励了一个有问题的自满——有问题的，因为即使是一个内部补偿的运放也会振荡，如果它发生了，孤独的设计者可能不知道这种不稳定从何而来或如何正确地纠正它。
在我们继续我们的模拟之前，让我们看看内部补偿，考虑到我们不断增长的稳定性分析专业知识。考虑线性技术的LT1001运放的开环增益图。
考虑内部补偿的一种方法是，当开环增益达到统一时，占主导地位的低频极的相移距离180度还很远。但是这张图提醒我们，我们可以用不同的方式来看待内部补偿:主导低频极点确保开环滚动的斜率为20 dB/decade，一直到统一增益。回想稳定性分析的替代方法:如果环路增益的幅度响应的斜率和反馈网络的幅度响应的斜率之间的差不大于20 dB/decade在交点，放大器是足够稳定的。不可避免的高频极点——你可以看到在大约3mhz时陡坡的增加——不会危及稳定性，因为β必须大于1才能得到20log(1/β日志()和20一个)曲线相交于开环幅度响应的- 40db /decade段内的一点。
然而，正如我们在前一篇文章中了解到的，即使放大器的开环降噪斜率不超过20分贝/十年，也很容易产生不稳定性——你所需要的只是反馈网络中的一些频率响应。
小心隐藏的电容
光电二极管配置为“光伏模式”(意思是通过光电二极管的零伏偏置，与光电二极管反向偏置的“光导模式”相反)，其功能本质上是光依赖(或uv依赖，或ir依赖)电流源。二极管产生的小电流被a放大并转换成电压跨阻抗放大器（TIA），如下：
一切看起来都很好:内部补偿运算放大器，非频率依赖反馈网络…但是，在这个看似无害的光电二极管内部潜伏着麻烦。如果我们用等效电路代替光电二极管，TIA就会变成这样:
二极管的分流电阻理论上可以影响直流增益，但更重要的是，结电容将频率响应引入反馈网络。
模拟!
这是我们将用来分析典型光电二极管TIA稳定性的第一个LTSpice示意图。
这个电路包含了合理的结电容、分流电阻和反馈电阻的值。正如上一篇文章所述，我们将反馈网络与运放分离，因为这使得我们可以通过将负输入接地，同时将交流电源加到正输入上来产生开环增益图。将被反馈和减去的电压被标记为“反馈”，这样我们可以得到一个20log(1/β通过绘制20log(1/(V反馈/ V出))。
问题立即显而易见：二极管的结电容将杆引入反馈网络（从上一篇文章中记住）β当我们画出频率响应时，传递函数看起来像一个零1 /β)。通过思考低频和高频信号如何通过反馈电路，你可以直观地理解这一点:电容在直流处是开路的。分流电阻也可以近似为开路电阻，因为它比反馈电阻大得多。所以在低频处，V反馈≈V出,因此β≈1。随着频率的增加，R上海仍然近似为开路，但是C的阻抗j逐渐减少。这导致逐渐减少β，也就是20log(1/β)曲线。因此，在交点处，20log(一个)为-20 dB/decade，斜率为20log(1/β)为+20 dB/decade;斜率差是40 dB/decade，所以电路不够稳定。
补偿！
我们无法做些时要改变反馈极本身，因为它的位置由设置闭环增益的电阻和光电二极管的特性来确定 - 可能是电路的这些方面由不可转让的系统要求控制。因此，我们需要补偿该极点，我们通过将零引入反馈网络来做到这一点。如我们在上一篇文章中看到的，电容器与“下”反馈电阻并联（在这种情况下上海)创建一个反馈极，和一个电容器在并联的“上”反馈电阻(在这种情况下RF)创建一个反馈零。所以我们需要电容和R平行F,如下所示:
问题是，电容是多少?一般的程序是从一个近似值开始，然后使用调整检查模拟来找到最佳平衡点。如果你有光电二极管TIA电路的经验，你可能对需要多少补偿电容有一个大致的概念。否则，求交集频率(f㈡)从模拟图20log(一个日志(1 /)和20β)，然后使用以下公式:
\ [C_ {comp} = \压裂{1}{2 \πR_FF_ {int}} \]
这不会给你一贯准确的结果，因为它没有考虑结电容，但结果应该足够接近，可以作为调整和检查模拟的起点。在我们的电路中，我们有以下情况:
\ [c_ {comp} = \ frac {1} {2 \ pi \ left（100 \ k \ oomga \右）\ left（210 \ khz \右）} \ intem8 \ pf \]
在我们完成这个赔偿程序之前，我们需要做出决定正是我们希望反馈零归零。为了达到足够的稳定性，20log(1/β)曲线与20log(一个)曲线，因此我们知道零频率不可能高于交点频率。接下来我们有一个权衡:如果零非常接近交点频率，电路将有较低(虽然可能足够)的相位裕度和最大的闭环带宽。从这一点开始，零频率减小，相位裕度增大，但闭环带宽减小。你可以这样考虑这种权衡:
- 在交点频率下方定位零点:
- 如果您不指望高频光电二极管信号
- 如果你想滤除光电二极管信号中的高频成分
- 如果你的电路很可能暴露在操作或环境条件下，可能会显著影响放大器或反馈网络的频率响应
- 定位零点非常接近交点:
- 如果你需要最大化TIA的可用带宽
这张图显示了三种不同C的稳定性结果电脑及相关知识价值观:
结论
该光电二极管TIA电路提供了将替代稳定性分析方法应用于频率相关反馈的绝佳机会。下一篇文章将引入额外的稳定性分析仿真技术，并证明在可以降低内部补偿OP-AMP的稳定性的另一个情况下使用这种技术的使用。
下一篇文章:消极反馈，第9部分:打破循环
